pwm的几个关键参数（想快速搞定PWM六篇文章足矣）

关于PWM话题，很多电源工程师工作中会遇到不同的问题。其实找到问题的根源，才能对症下药。下面给大家分享几篇不错的文章，供大家学习~

基于DSP技术的三相逆变电源之SPWM原理简析

DSP技术芯片的出现极大的改善了开关电源的研发和设计思路，也为工程师的研发工作提供了诸多便利。在今明两天的方案分享中，我们将会为大家分享一种基于DSP技术的三相逆变电源设计方案。在今天的分享中，我们首先就这一三相逆变电源的SPWM调制原理进行简要介绍和分析。

在本方案所设计的这一基于DSP技术而研制的逆变器电路中，核心部分主要采用的是美国TI公司生产的TMS320LF2407A DSP芯片。在确定了DSP技术芯片的核心控制理念后，接下来我们就能够根据数字控制思想构建通用的变换器系统平台。此变换器平台硬件上具有通用性，不仅适用于500W的三相逆变电源，对于输出性能有不同要求的逆变器，只需对软件进行修改即可满足要求。本方案的设计指标为输入电压220V（AC），输出电压110V（AC），频率50Hz，输出功率500W，输出电流4.5A，输出总谐波因数（THD）2%。系统原理图如下图图1所示。

图1 基于DSP技术的三相逆变电源系统原理图

系统构成

从图1所给出的系统原理图可知，整个基于DSP技术芯片所研发的三相逆变电源系统由输入整流滤波、全桥逆变、输出滤波、驱动隔离、数字控制器、辅助电源等部分构成。其中，基于DSP技术的数字控制器主要为功率电路中给开关管提供门极驱动数字信号。

在整个三相逆变电源系统中，特定的驱动信号是根据控制指令的比较综合，通过某种调节规律及调节方式获得的。在数字控制器DSP中，还包括时序控制等。而驱动隔离部分主要是给功率主电路的开关管提供驱动模拟信号，即通过电位隔离和功率放大，在数字信号与模拟信号之间架起一座桥梁。辅助电源主要是向控制、驱动电路提供驱动电源和控制电源。输入整流部分完成ACDC的转换，逆变桥部分完成DC-AC的转换。

SPWM调制原理

在了解了这一基于DSP技术所设计的三相逆变电源系统构成情况后，接下来我们再来看一下SPWM调制原理。在采样控制理论中有一个重要结论，相信很多工程师都非常清楚，那就是冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上，其基本效果相同。这个结论是PWM控制的重要理论基础。

在本方案中，我们所设计的这一三相逆变电源，其主系统产生脉宽调制波的基本方法也正是基于上文中所提及的采样控制理论而设计的。我们选择把一个正弦波的每半个周期分成等分，然后把每等分的正弦曲线与横轴所包围的面积用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，则各脉冲的宽度将按正弦规律变化。通常选正弦波为调制波，以高频率的等腰三角形作为载波，由之相交构成正弦波脉冲调制（SPWM）。在这一三相逆变电源系统中，产生SPWM波的步骤如下：

首先，采用载波频率为20kHz，即载波周期为50s。然后利用通用定时器T1的周期中断T1PINT作为载波周期中断，此时T1的计时器周期相当于载波周期。此时T1的计数模式应设为连续增减模式，而CPU的时钟频率则应当设定为40MHz，同时设置T1CON中的定标系数为4，即T1的输出频率为10MHz，计数周期为100ns。

在完成了T1技术模式和CPU时钟频率的设计后，接下来我们就需要根据占空比表达式计算出每个矩形脉冲的占空比，用占空比乘以周期寄存器的值，从而计算出比较寄存器的值，并使脉冲个数指针加1。在完成了上述操作后，接下来我们需要从周期中断子程序中将计算所得的比较寄存器的值，送到比较寄存器中，并置相应的标志位。主程序根据标志位来判断是否已完成一个周期的操作，如果标志位已置1，则清标志位，调计算占空比子程序，然后进入等待状态;如果标志位未置1，则直接进入等待状态……

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对比讲解 PWM与可控硅调光哪个更好？

LED照明领域中关于调光的技术种类多样，其中较为常用的两种调光方式分别是可控硅调光与PWM调光，那么这两种调光方式的区别在哪里？各自的优点与缺点又是什么的？本文就将针对这个问题帮助大家进行全面的分析，从而掌握这两种调光方式的区别。

可控硅调光是一种物理性质的调光，而PWM调光是通过脉冲调光.调光原理存在着根本的不同。可控调光可使用普通的调光器，但是PWM必须用专用的调光器进行调光。所以PWM的成本相对较高，自家用可控硅就可以，但100灯以上就需要使用PWM。

PWM的一个优点是从处理器到被控系统信号都是数字形式的，无需进行数模转换。让信号保持为数字形式可将噪声影响降到最小。噪声只有在强到足以将逻辑1改变为逻辑0或将逻辑0改变为逻辑1时，也才能对数字信号产生影响。对噪声抵抗能力的增强是PWM相对于模拟控制的另外一个优点，而且这也是在某些时候将PWM用于通信的主要原因。从模拟信号转向PWM可以极大地延长通信距离。在接收端，通过适当的RC或LC网络可以滤除调制高频方波并将信号还原为模拟形式。PWM既经济、节约空间、抗噪性能强，是一种值得广大工程师在许多设计应用中使用的有效技术，但相对的，其成本也是较为昂贵的。

就目前LED照明领域的发展情况来看，时下最为热门的调光技术就是可控硅调光。但这种技术虽然受到广泛关注，但其却不如PWM调光发展成熟，目前PWM调光技术更为稳定且不存在频闪问题，这一点是可控硅调光在现阶段无法超越的。最终的选择结果，还是需要根据设计者自身的需要作为主要考量……

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基于NE555的史上最简单SPWM改进电路

SPWM拥有精度高、输出正弦波波形好等特点。大多数的SPWM使用单片机进行设计，选择正确的单片机能够使的整体设计变得简单高效。在本篇文章当中，小编将为大家介绍一种简单的基于ne555的SPWM改进电路，该电路的最大特点就是简单，非常适合初接触单片机的设计者。

本设计的优点：

1、对新手非常友好，大概是目前为止最简单的SPWM电路。

2、采用了单电源宽电压供电（10V-30V）。

3、输出最大占空比高，仿真时最大占空比已经接近100%。这将导致母线电压利用率高。母线电压340V就足够产生230V的工频正弦交流电。

4、隔离输出，受外围电路干扰少。

图1系统框图

需要注意的是，在这个电路设计当中是没有稳压反馈的，所以稳压功能全靠前级完成。前级一般由SG3525或者TL494组成，稳压功能需要充分利用起来。由于使用了虚拟双电源，因此单电源供电即可，省略一个辅助电源变压器。再看驱动板电路图：

图2

如图2所示，LM7809将电池电压降为稳定的9V，这使得电路可以在宽电源（10V-30V）情况下工作，TDA2030为核心组成了虚拟双电源，将正9V变成正负4.5V的双电源。NE555及周边元件组成频率约为20KHz的高线形度三角波振荡器。在NE555的2和6脚可以得到在3V和6V之间运动的三角波。

IC1为LM324，IC1A及周边元件组成50Hz工频正弦振荡器，产生幅度4。5V的正弦波（对于产生的虚地），圈一电位器将这个正弦波幅度分压到3.5V。IC1B和IC1C及周边元件组成精密整流电路，将正弦波变成3V幅值的馒头波。馒头波要去和NE555的三角波比较，三角波和馒头波的幅值虽然向同，都是3V，但是这个馒头波的最低电位比三角波的高1.5V……

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牛人有高招 轻松搞定PWM波占空比测量

占空比对于PWM波来说，是一项非常关键的参数，直接关系到其控制精度，这也是工程师在实际操作中需要十分重视的参数项目。那么，设计研发人员应该采用什么方法来精确的测量出PWM波的占空比呢？在这里我们将会为大家介绍几种常用方法，一起来看看牛人是如何轻松搞定测量过程的吧。

这里我们以NI的数据采集板卡为例，将会为大家分享三种PWM波的占空比测量方案，下面我们来具体看一下这四种方案的操作方式。

利用计数器进行测量

在进行占空比测量时，最简单的一种方案就是使用计数器半周期完成测量。支持的计数器需要有双边沿分离检测的特性，在实际工作中，通常32位宽的计数器都支持该测量。该方案通过预设半周期时间可以得到非常高精度的测量结果。在NI的采集板卡类型中，cDAQ 9174,9178有四个计数器，每个槽都可以使用计数器资源，而cDAQ-9172只有5槽和6槽可以使用计数器资源。对于带2个24位计数器的板卡来说，这种板卡一般不具有双边沿分离检测，工程师可以采用脉冲宽度测量的方式，分别测量高脉宽时间和低脉宽时间，从而计算占空比。

图1 一个计数器测量占空比

图2 两个计数器测量占空比

利用模拟采集测量

除了使用计数器来完成占空比测量之外，工程师也可以利用模拟采集来完成测量工作。该方案主要使用波形测量选板中的脉冲测量VI，可以根据周期性的采集数据计算占空比。要求模拟采集有足够高的采样率（5~10倍以上脉冲频率，根据占空比而定）才能获取足够的波形信息，来提高占空比测量精度。这种通过软件来计算占空比的方式处理速度相对而言比较一般。

图3 模拟采集测量占空比

利用FPGA完成测量

想要测量PWM波的占空比，工程师还可以利用FPGA来帮助自己完成测量工作。FPGA上有精确的40MHz时钟驱动的计数器资源，通过记录信号沿变化时刻的计数器值可以计算得到PWM波的脉宽和周期，从而计算出占空比。图4所示的程序即为FPGA占空比测量程序，实际调用时可将Digital In换成模块IO……

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移相全桥PWM ZVS DC-DC变换器运行缺陷简析

移相全桥PWM ZVS DC-DC变换器目前被广泛的应用在汽车、通讯以及光伏变电系统中，凭借高效率、高稳定性的优势，这种新型的变换器正在逐渐成为不同行业的应用新宠。然而，即便是具备了多种优势的移相全桥PWM ZVS转换器，也同样具有一些无法克服的缺陷，本文将会就该种类型转换器的缺陷进行简要总结和分析。

在实际应用中，移相全桥PWM转换器的一个最大缺陷在于，当其处于轻载状态时难于实现ZVS。这是因为该种转换器的超前桥臂和滞后桥臂开关管实现ZVS的条件不同造成的。由于两个桥臂上的开关管实现ZVS都需要相应的并联谐振电容能量释放为零，这样二极管才能自然导通。而对于超前桥臂来说，T2开通前的t01期间，放电电流ip较大且恒定不变。另一方面由于变压器原副方有能量传递，原方等效电路中电感L=Lr K2Lf很大，故用于实现超前桥臂开关管ZVS的能量很大。而滞后桥臂T3开通前的t23期间，一方面ip逐渐变小，另一方面由于二极管D5、D6同时导通，变压器副方被短路，原副方没有能量传递，等效电感大小仅为Lr，故用于实现滞后桥臂开关管ZVS的电感能量较小，滞后桥臂较难于实现ZVS。滞后桥臂实现ZVS的条件是：

在该公式中，I2为t2时刻原边电流值。由此公式的计算推导可以得出，当轻载时电流I2较小，故滞后桥臂难于实现ZVS。

除此之外，移相全桥PWM转换器在实际应用中，还有另一个缺陷，那就是它的输入电压和变换器转换效率的矛盾不可调和。在输入电压保证能输出满载电压的前提下，当输入电压Vin较低时，占空比大原边环流能量较小，变换器效率较高。而当输入电压Vin较高时，占空比小，原边环流能量较大，变换器效率较低。为取得较高的效率，移相全桥PWM ZVS DC-DC变换器通常设计在输入电压较低，占空比较大时工作。出现输入电压掉电时，负载能量只能由直流母线电容提供，短时间内输入电压很快降低。这时要维持输出电压恒定，要求占空比更大，电路失去超调能力，使输出电压很快降低……

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移相全桥PWM ZVS DC-DC变换器工作阶段简析

移相全桥PWM ZVS DC-DC变换器具有拓扑结构相对简单、功耗小、效率高等特点，在应用中尤其受到工业制造领域和光伏变电系统的欢迎。该种类型的变换器在日常的运行过程中，由于受到其工作原理和结构影响，具有六个不同的工作阶段。本文将会针对该种变换器的六个工作阶段进行简要分析和总结。

在进行该类型转换器的六个工作阶段分析之前，我们先来看一下这种移相全桥结构的转换器工作波形，其波形如下图所示：

图为移相全桥PWM ZVS DC-DC变换器工作波形

下面我们开始就六个不同的工作阶段，展开分别的分析和总结。

移相全桥转换器的第一个工作阶段是在t0时刻关断T1，电流ip从T1转移到C1和C2支路中，给C1充电，同时C2被放电。这是一个完整的工作阶段。在此期间，谐振电感Lr和滤波电感Lf是串联的，而且Lf很大，可以认为ip近似不变，类似于一个恒流源。电容C1的电压从零开始线性上升，电容C2的电压从Vin开始线性下降，在t1时刻，C2的电压下降到零，T2的反并二极管D2自然导通，将T2的电压箝在零电位。

在转换器的第二工作阶段中，从波形图中我们可以比较清楚的看到，t1时刻T2的电压已被箝在零电位，T4导通。在这一阶段里VAB=0，此后ip将经T4，D2和Lr续流，ip减小，其感应电压使变压器副方二极管D5导通，续流If。在此续流阶段，D2导通，只要满足t01=t1-t0即可。

移相全桥转换器的第三工作阶段是在t2时刻，关断T4，原边电流ip转移到C3和C4中，一方面抽走C3上的电荷，Vc3从Vin下降。另一方面同时又给C4充电，Vc4从零逐渐上升，T4软关断。在此工作阶段内，变压器副边二极管D6导通。由于滤波电感电流If近似为恒流，此时变压器副边整流二极管D5、D6之间进行换流，由于D5、D6同时导通，变压器副边被短路。

接下来进入到该转换器的第四个工作阶段。通过其工作波形图我们可以看到，在t3时刻，C4电压充至Vin，C3电压放为零，二极管D3自然导通Vc3=0。在第四个工作阶段中，只要t23=t3-t2。

在移相全桥转换器的第五个工作阶段中，从上图的波形走向中我们可以比较清楚的看到，t4时刻ip过零反向增加，由于ID6仍然不足以提供If，故D5、D6仍然同时导通，副边电压为零……

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