无线电发射机的性能指标（包络跟踪发射机的原理介绍）

任何声称ET（包络跟踪）发射机可以通过调节PA电源电压VPA实现增益归一化的文章是从根本上不了解ET是什么。发射机通过改变电源来调节输出功率的任何能力基本上都是一种极性现象（polar phenomenon，2.9）。无论输入信号是什么，都是如此，因为这是ET PA所需的C模式操作的基本特性。

图5-15

图5-15 ET不需要来自可变电源的精度，以便产生准确的输出信号：（a）紧密间距; （b）间距较宽。

ET对可变电源电压值的容差提供了相对容易使用的大部分功能。除了在DPS输出上不需要精确的明确的值之外，我们已经看到该功能还可以抑制DPS输出中可能存在的任何噪声。该公差如图5-15所示。信号输出包络（Venv）不变，电源电压偏差VOS是DPS输出（VPA）和输出包络之间的差值。该VOS导致RF功率晶体管的额外功耗。

图5-16

图5-16 展位图（Booth chart）上的ET操作区域位于虚线椭圆内。

同样，也有人将VOS保持为恒定值。所需要的只是VOS足够大以确保RF晶体管作为CCS工作，因此PA工作在L模式，如图5-16所示。与实际包络相比，这允许容忍VPA波形中的显著失真。这使得对DPS的控制比严格遵循信号包络电压要更容易，允许对“包络波形”滤波以减少其带宽。 DPS输出到包络之间的严格定时对准也是不必要的。

有限晶体管输出电导（conductance）

由于RF功率晶体管中的有限输出电导的影响，因此晶体管对电源电压变化的灵敏度永远不会变为零。其原因是CCS区域的特性曲线斜率（器件电压高于所用特定输入驱动电平的拐点电压knee voltage），如图5-6所示。这意味着即使使用ET操作，供电电压的精度也会变得更加重要。

实质上，使用这种晶体管的放大器的比率增益（ratiometric gain）变为可变的，依赖于电源的供电电压，这变成了类似于P模式的情况，其中在（4.17）中我们看到对输入信号和器件供电电压的依赖性。当然，在目前的ET情况下，对电源电压变化的依赖性要弱得多 - 但这种依赖机制仍然存在。

这里的信息是：

为了获得良好的ET性能，RF功率晶体管必须具有低输出电导（conductance ）（既高输出电阻）。

将ET技术应用于具有有限输出电导的晶体管增加了失真机制。也许这就是大多数关于ET的文献还包括一些数字预失真以获得高质量输出信号的原因。可以肯定的是，如果RF晶体管确实具有有限的输出电导，并且当电源电压变化时发射机不会出现这种额外的失真，那么这种操作模式就不是包络跟踪（envelope tracking）。

供电电压配置与包络值

为了在保持电源噪声抑制的同时获得RF晶体管的最大可用能量效率，必须将VOS保持在较小值。这导致了一个问题：满足包络跟踪标准的最小VOS值是多少？对于FETs晶体管这可以很容易地回答。为了建立这个轮廓的数学基础，我们忽略了输入信号功率变化引起的偏移。

可以用抛物线来描述FET的CCS和三极放大区域（triode regions）之间的边界：

其中K取自（4.23）中的表达式。我们可以将（5.15）的电压称为器件的拐点电压（knee voltage），其定义是支持CCS操作的受控端口的最小器件电压。对于ET操作所需的CCS操作，工作的VDS必须大于VDS边界。我们添加一个开销电压VOH来说明DPS的输出噪声，与包络的定时失准以及可能发生的所有其他失真。然后我们有这个ET设计可以接受的最小VOS：

注意（5.16）不是常数。更重要的是，如增加的晶体管电流所表示的那样它随输出功率的增加而增加。如果将VOS设置为ET实现的常量，则必须发生以下两种情况之一：

•RF器件功耗高于PEP以下所有输出包络值所需的功耗

•发射机的操作不是ET信号峰值，因为RF晶体管在大信号值下离开CCS操作。这是一种失真机制，它最大的伤害来在于峰值信号功率。

图5-17

图5-17 使用FET作为RF功率晶体管时，建立VOS的最小值。

图5-18

图5-18 使用VOS和PA负载线的最小值来确定最佳DPS的输出，具体取决于输出电流。

利用（5.16）并且知道PA负载电阻RL，可以直接建立特定信号输出包络值的相应VDS值。该计算从图5-18所示的过程开始，通过识别晶体管控制参数的所有值的器件特性曲线与VOS边界的交叉点。从这些交叉点，设计的负载线向外和向下投射到电压轴上，这些负载线与电压轴的交点对应于保持ET定义在该输出信号包络值处支持L模式操作所需的最小DPS值VDPS。

图5-19

图5-19 与所需的包络电压（虚线）相比，FET PA的DPS输出（实线）的最佳ET曲线。 还示出了典型的P模式避免下限，以使ET PA远离该强烈扭曲区域。

当该FET用于RF功率晶体管时，必要的DPS输出电压以保证ET工作，使用（5.16）和图5-15中的定义：

图5-19中提供了（5.17）的图。

当需要线性放大器时，对于RF功率晶体管，使用双极晶体管技术（例如异质结双极晶体管（HBT，heterojunction bipolar transistor））通常是一个不错的选择。尽管FET和双极晶体管都具有ET所需的CCS操作，但双极晶体管在其关于CCS操作边界的特性曲线中具有非常不同的特性。模拟GaAs HBT的一个例子如图5-20所示。

图5-20

图5-20 使用双极（BJT，HBT）作为RF功率晶体管时，以图形方式确定VOS的最小值。 每条曲线代表基极电流的均匀步长。

任何双极晶体管的一个独特特性是正向电流增益大于反向电流增益（对于所有有用的双极晶体管都是如此）是在特性曲线原点附近出现偏移。这种称为VCE，SAT的偏移通常在0.1和0.3V之间。对于图5-20中建模的晶体管，VCE，SAT为0.12 V。一旦导通开始，饱和导通电阻通常非常低。器件上的附加电压（VX）使晶体管进入CCS操作。

遗憾的是，双极晶体管没有描述CCS操作特性像（5.15）为FETs开发的的简单模型。按照（5.17）的模型，必要的DPS输出电压的相关表达式，这次是基于双极的PA，是：

图5-21中提供了（5.18）的图示。

图5-21

图5-21 与所需的包络电压（虚线）相比，HBT（双极性）PA的DPS输出（实线）的最佳ET曲线。 随着输出包络的增加，需要略微增加VOS。

最小电源电压值

当施加到PA的电源减小到零时，如前所述PA进入P模式操作。这是在ET操作中必须避免的操作模式，因为P模式是调制器操作，而不是放大器。必须回答在停留ET操作期间DPS可以达到多低的问题。

图5-22

图5-22 基于FET的功率放大器的低施加电压操作。 可实现的最小电源电压取决于所使用的偏置（静态电流）。

从基于FET的RF PA开始，仔细查看极低施加电压的特性曲线如图5-22所示。当电源电压处于最小值时，保证线性（CCS）操作的允许最小电源电压明显取决于偏置设置。对于所示的示例，将DPS的静态电流设置为40 mA的偏置是可接受的，以使DPS降至0.5 V.相反，偏置将静态电流设置为接近100 mA，则PA将在0.5 V时为非线性，并且必须采用更高的最低DPS值。主要结论是：

可用于ET操作的最小电源值取决于晶体管的静态偏置。

其直接结果是ET设计的可接受DPS输出电压范围取决于底层功率放大器的偏置设计。

当双极晶体管用于RF PA时存在类似的情况。对于图5-23所示的示例，40 mA的静态电流可能无法正常工作，因为在信号峰值时，PA正在转换为P模式操作，并且会产生其无法容忍的失真。如果静态偏置接近100 mA，则在0.5 V下操作DPS将是完全无法忍受的，因为即使静态PA也处于P模式操作。在这种特殊情况下，最小可接受的DPS值必须远高于0.5 V.

有关DPS值与放大器偏置特性之间相互作用的更多详细信息，我们后面会继续讲解。

本头条号后面会陆续讲解介绍动态电源射频发射机的的基本结构以及工作行为和原理，敬请关注。

（完）

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