ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)

前一段时间我研究了下开关电源,当时有两个问题也是没搞明白。

问题是关于NTC热敏电阻与浪涌电流的。

1、为啥小功率电源的NTC不用加继电器,而大功率要加继电器?仅仅是因为降低功耗提高效率吗?

2、小功率电源NTC不用考虑热启动吗?

下面给大家说一下我是如何找答案的

问题背景

为了照顾下不是做电源的同学,我先简单介绍下这个NTC是什么,干什么用的,这样大家都能有得看。

NTC是负温度系数的热敏电阻,就是温度越高,阻值越低

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(1)

NTC放在上面这个电路里面,作用就是限制开机时候的浪涌电流

在开机之前,滤波电容是没有电的,电容两端电压为0V。在开机的瞬间,电容2端的电压不能突变,还是0V,相当于短路,同时二极管导通压降也很小,所以压降主要落在了NTC上面。

可以想象,如果回路中没有NTC,那么这个电流是非常大的,或者NTC阻值很小,电流也会很大。

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(2)

在线路上面串联一个NTC热敏电阻,在开机之前,热敏电阻温度比较低,所以电阻比较大,可以很好限制开机时的浪涌电流。

开机之后,热敏电阻温度起来了,阻值比较低,也不至于产生过大的损耗。

那为什么要抑制浪涌电流呢?

因为开机时,这个大的电流会流过二极管,如果电流过大的话,二极管可能会损坏,毕竟,整流二极管都是有一个参数叫IFSM,即允许通过的最大浪涌电流是有限制的

IFSM就是下面这个参数:

问题

那么问题就来了。

如果开机之后使用一段时间,然后立马断电再上电,这个时候热敏电阻温度还没有降下去,阻值还是比较小的。

那岂不是热敏电阻失去了原有的作用,浪涌电流还是很大?

我们以TDK的B57236S0509热敏电阻为例子,如下图,这是这个NTC温度与阻值的曲线。

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(3)

在25℃时是5Ω,在75℃只有1.5Ω左右

我们的电源通常是密封的,工作一段时间之后,如果散热差的话,内部整体温度是可能达到75℃的。

如果在25℃时抑制浪涌电流是合适的,那么在75℃时,很有可能就不能很好的抑制了。

当然,我这里说75℃只是举个例子,实际温度可高可低,我只是为了说明,温度高了,热敏电阻阻值会降低不少。

我们先按照这个想法简单计算一下:

世界各国市电最高的是240V,允许偏差范围是±10%,那么最高电压就是240*110%=264V。

这个电压是有效值,那么峰值电压是373V。开机之后的瞬间,电容相当于是短路,并且,如果开机时正好处于市电波峰或者波谷的时刻(市电为正弦波,波峰和波谷时电压分别为±373V),那么这个373V会通过两个二极管加到热敏电阻NTC上面了。

如果是冷启动(25℃),那么NTC热敏电阻是5Ω,浪涌电流峰值就是 373V/5Ω=74.6A(粗糙计算,忽略二极管导通电压)。

如果是热启动(75℃),那么热敏电阻阻值为1.5Ω,浪涌电流峰值就是373V/1.5Ω=248.6A

那这两个电流大不大呢?

实际应用中,我找到一个60W的开关电源(比如12V/5A输出的)电路图。

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(4)

图中热敏电阻选用5D-09(25℃时电阻就是5Ω),整流桥用的是KBL406

查看整流桥KBL406的手册,IFSM=120A,所以说浪涌电流要限制到120A。

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(5)

从前面算出,25℃冷启动时电流峰值为74.6A,小于IFSM,所以是没问题的。

但是75℃热启动的话,电流峰值就达到了248.6A,超过了IFSM

这么看的话,如果热启动的话,好像是有烧坏的风险

那到底有风险吗?

我上网查了查,发现个现象

大功率电源的NTC一般会加个继电器,小功率不会。

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(6)

目的是开机电容充完电之后,将NTC短路掉,这样NTC自己不会发热,NTC会处于一个较低的温度。这样即使工作一段时间,掉电马上开机,NTC的阻值也不会太小。

也就是说,大功率电源是有降低这个风险的

不过加继电器可能更多原因是为了降低NTC的损耗,为了提高效率

但不管怎么说,大功率电源加了继电器确实是降低了热启动的风险。

问题是,为什么小功率电源不加继电器?难道是后娘养的?

大功率电源与小功率电源在电路上到底有上面区别呢?

最大的区别是,功率大的电源,整流桥后面的电容容量更大,电容容量更大会有什么不同呢?

第一是,容量更大,那么电容的ESR会更小。

第二是,容量更大,那么电容充电到相同的电压,电流相同的情况下,充电的时间更长。

关于第一点,我们应该可以想到,前面的计算方法是不精确的,没有考虑到电容的ESR,把电容当作是理想的来看。

那么我们现在把ESR补上。

考虑电容ESR的影响

我们先要知道铝电解电容的ESR情况,这个可以根据损耗正切值得到。

耐压达到400V的铝电解电容的损耗正切值,厂家一般只标注最大值,最大值一般是0.15,0.2或者是0.25,各家的有一些区别。

比如下图是台湾Leon的铝电解电容,可以看到,400V耐压的电容损耗正切值最大是0.24

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(7)

当然,这个是最大值Max,电容实物可能达不到。

我们根据损耗正切值可以求得电容的ESR值,方法也非常简单。

损耗角正切值的定义是有功功率除以无功功率,因为电容等效为ESR和电容C串联(此时频率低,为120Hz,等效串联电感可以忽略),功率等于电流的平方乘以阻抗,串联电流是一样的,所以功率之比就是阻抗之比。

下面是计算过程,就一个公式

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(8)

我们求得120uF/400V的铝电解电容的ESR是2.65Ω,当然,这个是可能出现的最大值,实物应该是比这个要小的,因为厂家给的损耗正切值是最大值。

虽说这个具体ESR值是多少,咱们也不知道,不过我们可以看到,这已经比75℃时的NTC的阻值1.5Ω要大了。

至少能说明这个铝电解电容的ESR已经是相当可观的了,不能忽略掉。

如果假定就是2.65Ω,计算此时的浪涌电流是373V/(1.5 2.65)=89.87A,这个时候已经比二极管的IFSM=120A要小了。

当然了,实际铝电解电容的ESR比2.65Ω要小,并且,这是在20℃时的值,温度升高,铝电解电容的ESR会降低,实际浪涌电流还是会大一些。

另外,不同牌子的铝电解电容ESR也是不同的,如果选用损耗正切值最大是0.15的,那么最大ESR是1.66Ω,计算此时的浪涌电流是373/(1.5 1.66)=118A,这已经很接近IFSM=120A了。

所以好像还是有风险

虽说没到最终结果,但是我们现在应该知道这一点,在抑制浪涌电流这方面,铝电解电容的ESR还是起了很大的作用

从电容手册可以看到,相同耐压下,最大损耗正切值一样。

那么根据公式,铝电解电容的ESR与容量成反比,而开关电源中我们实际使用的滤波电容容量大小与功率成正比。

10W使用22uF滤波电容,ESR最大是14.45Ω

60W使用120uF滤波电容,ESR最大是2.65Ω

600W使用1200uF滤波电容,ESR最大是0.265Ω

所以也能看出,功率越大,所用的电容容量越大,那么ESR越小,对浪涌电流的抑制作用越小

反之,功率越小,使用的电容容量越小,ESR越大,对浪涌电流的抑制作用越大

当然,这好像也不能说明什么

因为功率小,我们会选用电流更小的二极管,二极管的IFSM也会更低,我们本就需要将浪涌电流限制到更低的水平。

所以,还是说明不了为什么小功率电源的NTC不用继电器,大功率电源的NTC要用继电器。

这时候我想起来了二极管的IFSM这个参数

二极管IFSM再次解读

IFSM的值是在某一测试条件下的值

它指的是,给二极管通过半个正弦波的电流,允许通过的电流最大值就是IFSM值。

当然也指明了这个正弦波的频率是50hz或者是60hz,对应的半波时间就是10ms和8.3ms

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(9)

如果滤波电容较小,那么很容易想到,电容充电时间根本就不需要充8.3ms这么久。关于这一点,我简单的做了个仿真。

假如是热启动,原本5Ω的NTC阻值变为1.5Ω,电解电容容量为120uFESR为R2=2.65Ω,当在市电正弦波为波峰时上电,LTspice仿真电路电路如下图

输入电压与二极管D1的电流波形如下图:

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(10)

可以看到,二极管的最高电流与前面的计算基本是一致的,373V/(1.5 2.65)=89.87A。

但是电流的波形根本就不是IFSM的那种正弦波测试波形,而是很快下降的,并且持续的时间大概是1.5ms,比8.3ms与10ms小不少。

想想这个现象也正常。

根据电荷量Q=C*U=I*t,电容量限,以较大的电流去充电,电容的电压可不就很快充上来了么?

假如是大功率的电源,滤波电容是1000uF,那么电流冲击如何呢?

我们仅仅将电容改成1000uf,其它参数不变(先暂时不管ESR的减小)。仿真波形如下

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(11)

可以看到,最高值还是不变的,接近90A,但是电流持续的时间变长了,大概是3.5ms

尽管两种情况的浪涌电流峰值是相同的,都接近于90A。但是在电容容量更大时,因为持续的时间更长,对二极管的冲击肯定是更剧烈的。

可以想象,这两种情况下,电流持续时间都是小于8.3ms的,那么对二极管的真实的热冲击,都是小于芯片手册里面8.3ms的IFSM电流正弦波的冲击的

这样我们可以反过来想,在电容更小的时候,因为充电电流持续的时间更短,那浪涌电流峰值是不是可以超过IFSM也不会烧坏。

电容越小,是不是越可以通过更高的尖峰电流呢?

那有没有参数衡量能超过IFSM多少呢?

还真有,就是I2t

但不是每个整流二极管都会标这个参数。

我找到了一个更为详细的二极管的手册,D75JFT80V

可看到,它有2个IFSM参数。

10ms(对应50Hz)时IFSM=400A

1ms时IFSM=1265A

也就是说如果浪涌电流是只持续1ms的正弦波形,那么可以扛住1265A,这是8.3ms的400A的3倍多。

然后我们注意下二极管的I2t这个参数,单位是A2S,电流的平方乘以时间。

这个I2t应该就是衡量二极管可通过电流与时间的关系的。这个二极管的I2t=800。

其实,我们通过I2t=800,是可以推算出t=10ms和t=1ms的IFSM

在t=10ms的时候

I2t=(0.707*IFSM)^2*10ms=800,可求得10ms时的IFSM=400A。其中0.707是因为正弦波的有效值是峰值的0.707倍。

同理,t=1ms的时候

I2t=(0.707*IFSM)^2*1ms=800,可求得1ms时的IFSM=1265A。

从上图可以看到,算出的这两个参数都是和芯片手册吻合的。

从以上可以看出,如果通过电流的时间短,那么二极管可以通过最大电流峰值是可以更高的

这个D75JFT80V也给出了不同时间允许的电流曲线,如下图:

ntc热敏电阻温度特性曲线做法(NTC热敏电阻与浪涌电流)(12)

根据这个方法,我们再来看看最开始说的60W那个电路,使用的是KBL406

KBL406的I2t=59.8

经过仿真我们知道,电流持续时间大概是1.5ms(注意,如果不足1ms,也要用1ms计算,因为这个参数有要求,那就是1ms<t<8.3ms)。

根据I2t=(0.707*I)^2*1.5ms=59.8,我们得到I=282A。也就是说如果电流只流过1.5ms,那么这个整流桥可以扛过282A的电流。

从前面计算我们知道,即使是75℃热启动,使用ESR更低的电容(损耗正切值0.15),电流峰值可能会达到I=373/(1.66 1.5)=118A,这个也是不到282A的一半的,所以这个桥应该不会被浪涌电流损坏

好了,关于为什么小功率电源的NTC不用加继电器,而大功率电源,一般要加继电器。答案应该就有了

小功率电源的滤波电容容量小ESR大,对抑制浪涌尖峰有很好的作用 。如此同时,滤波电容小,浪涌持续的时间就短,实际二极管能扛过的浪涌电流更大,能超过芯片手册里面的IFSM(8.3ms/10ms时)更多。所以即使是热启动,NTC的阻值比较低,浪涌电流大些,也不会烧坏。

反之,大功率电源的滤波电容容量大,ESR小,对抑制浪涌尖峰作用小,抑制浪涌尖峰对NTC的依赖更大。同时浪涌持续时间长,可能超过IFSM(8.3ms/10ms时)一点点就坏了,所以必须严格控制,不然就真的拔插下电源进行热启动整流二极管就坏了

以上就是我分析问题的过程,如有问题,请在底部留言区指出。

本文编辑转载,转载目的在于传递更多信息,并不代表本网赞同其观点和对其真实性负责。版权归原作者所有,如涉及作品内容、版权和其它问题,请在30日内与我们联系!

,

免责声明:本文仅代表文章作者的个人观点,与本站无关。其原创性、真实性以及文中陈述文字和内容未经本站证实,对本文以及其中全部或者部分内容文字的真实性、完整性和原创性本站不作任何保证或承诺,请读者仅作参考,并自行核实相关内容。文章投诉邮箱:anhduc.ph@yahoo.com

    分享
    投诉
    首页